ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
電池式完全対称型パワーアンプをシミュレートする
我が電池式完全対称型パワーアンプのイメージである。
Ａ６０７、Ｃ９６０、Ｄ１８８のモデルはないので、Ａ１０１５、Ｃ１８１５、Ｄ８８０で代用する。このため、Ｃ１８１５のＢ−Ｃ間に３０ｐＦ、Ｄ８８０のＢ−Ｃ間に１００ｐＦを外付けして多少なりともＣ９６０、Ｄ１８８に近付ける努力をする。
初段の定電流回路は電流源シンボルで代用し、初段カスコードアンプを省略してあるのは、全体でＴＲの数が１０以内という評価版の制限があるためである。が、シミュレーション上問題はない。
各部の電流が表示されている。電池式だからどこも必要最低限だ。終段パワーＴＲのアイドリング電流も３４ｍＡ程度で、結果全体で５０ｍＡ程度のアイドリング時消費電流となっている。実際の我が電池式完全対称型パワーアンプもこれを５０ｍＡにセッティングしてある。
まず、８Ω負荷の場合のオープンゲイン電圧利得特性、位相特性を観る。
オープンゲインは低域で５１．５ｄｂ、高域での−３ｄｂポイント（第１ポール）は７５ｋＨｚ程度である。
予想以上に広帯域だ。
この基本的要因はゲインが比較的小さいからである。
ゲインが小さいのは、パワートランジスタのアイドリング電流が３４ｍＡと小さいためだ。ＰＳｐｉｃｅ（評価版）はＨｆｅ−Ｉｃ特性もシミュレートしている、ということだろうか。
第１ポールは勿論２段目差動アンプの右側に入っているＣ＝５ｐＦによるものだが、終段パワートランジスタのベータ遮断周波数によるポールとの連星効果が生じてこうなっているものだ。
このアンプはクローズドゲインを２６ｄｂに設定しているが、オープンゲインが２６ｄｂになるポイントは１．５ＭＨｚ付近でそのポイントでの位相遅れは−１０５°程度であるから、ＮＦＢ後も安定に動作するであろうことが分かる。
位相補正を外して各部の電流ゲインを電流利得プローブで観る。
これでこのアンプの素性が殆ど明らかになる。
なお、ここではパワートランジスタに０．２２Ωのエミッタ抵抗を付加してある。
グラフの下から、初段Ｋ３０ドレインにおける電流利得（左右で１０ＭＨｚまで一致し線が重なっている）、次が２段目Ａ１０１５のカスコードアンプ出力点における電流利得（左右で２０ＭＨｚ弱まで一致し線が重なっている）、真ん中が終段のドライバーＣ１８１５のエミッタにおける電流利得（上下で１０ＭＨｚ超まで一致し線が重なっている）、上から２番目がパワートランジスタＤ８８０のエミッタにおける電流利得（上下で１０ＭＨｚ超まで一致し線が重なっている）、一番上がＲ１８、すなわちアンプ出力点における電流利得だ。
一番下、初段の電流利得だが、−６２．５ｄｂである。ここでは入力に１Ｖａｃを加えているから出力が１Ａであるとき、即ちｇｍ＝１Ｓのときが０ｄｂである。従って−６２．５ｄｂ≒１／１３３５であるから、初段のｇｍ＝０．７４９ｍＳである、ということになる。初段は差動の片側にしか入力がないので素子本来のｇｍの半分になるし、ソースに入った１００Ωに電流帰還が掛かりその分ｇｍが小さくなる。また、動作電流値が０．７ｍＡともともと素子ｇｍも小さい領域を使っていることもある。ということでｇｍ＝０．７４９ｍＳと小さいのだ。従って電圧利得は２段目の入力インピーダンスが低いこともあり初段では減衰している、ということになるだろう。が、２段目へは電流で信号の伝達を行っているのでここでの電圧利得が減衰していることは別に問題ではない。
２段目までの電流利得は−２４ｄｂぐらいだろうか。−２４ｄｂ≒１／１６であるから、２段目までの電流利得はｇｍ＝６２．５ｍＳである、ということになる。初段のｇｍ＝０．７４９ｍＳであったから、２段目の電流利得は６２．５／０．７４９＝８３．４４５倍ということになる。
ところで、２段目の電流ゲインは１ＭＨｚ付近から減少し１００ＭＨｚ付近で初段電流ゲイン以下となってしまう。これは２段目Ａ１０１５の素子としての高域限界であろう。Ａ１０１５のｆＴは規格上＞８０ＭＨｚである。一番上の回路図からそのＨｆｅ≒１７７だからそのベータ遮断周波数は８０／１７７＝４５２ｋＨｚであり、その周波数領域からｈｆｅが減少しｆｔ（トランジション周波数）の８０ＭＨｚではｈｆｅ＝１と素子としての増幅能力を失うのである。果たして・・・、グラフの線をよく見れば・・・４００〜５００ｋＨｚから電流利得が低下を始めている。まさにそうなっている。
真ん中が上下の終段ドライバーＣ１８１５のエミッタ出力点における電流利得である。低域で−１２ｄｂであるから≒１／４でｇｍ＝２５０ｍＳということになる。２段目までで６２．５ｍＳであったから、終段ドライバーの電流利得は２５０／６２．５＝４倍ということになる。
小さい。のはエミッタ抵抗によって定常時はゲインが帰還に回っているからだ。が、これによって必要なとき（＝パワーＴＲのＨｉｅが小さくなってベース電流増加を求めるとき）にドライバーとして必要な電流を供給できるのである。
さて、終段ドライバーのエミッタ出力点の電流利得は１０ｋＨｚ程度から上昇し８００ｋＨｚ付近でピーク（３ｄｂ）となって、以降減少するという不思議なカーブを描く。
これは、次に述べるパワートランジスタの高域でのｈｉｅの低下に伴い、Ｃ１８１５がエミッタフォロア動作で帰還に回していた本来の素子ゲインをパワートランジスタの求め（ｈｉｅ低下）に応じてパワートランジスタのベース電流として供給するために増加し、１ＭＨｚ付近からは２段目のＡ１０１５そしてＣ１８１５（ｆＴ＞１００ＭＨｚ、ｈｆｅ≒１９０）自身の高域限界による増幅能力の低下により電流が減少する、という事情によるものと考えられる。
上から２番目は上下の終段パワートランジスタＤ８８０のエミッタ出力点における電流利得だが、２４ｄｂである。よってｇｍ＝１６Ｓである。ドライバーまでで２５０ｍＳ＝０．２５Ｓであったからパワートランジスタの電流利得は１６／０．２５＝６４倍である。
さて、これが１００ｋＨｚ程度から減少している。のは、パワートランジスタの高域限界だ。
Ｍ−ＮＡＯ氏に教えて頂いたのだが、黒田某先生の「基礎Ｔｒ設計法」にこう書いてあるそうである。
「Ｔｒ内部のキャリアの蓄積はゆっくり立ち上がるので、１次遅れ要素を生み、これによるＢ−Ｅ間の（擬似的な）Ｃをベース拡散容量と言い、これとＨｉｅを含むベース・エミッタ間の抵抗とでＬＰＦを形成する。これによるＨｆｅのカットオフ周波数をｆｂ（ベータ遮断周波数）といい、Ｈｆｅが１になる周波数をｆＴ（トランジェンション周波数）という。低周波領域のＨｆｅをβoとすると、ｆｂが−３ｄｂポイントで、以後−６ｄｂで減衰し、ｆＴでＨｆｅが１となり、この関係は、ｆｂ×βo＝ｆＴとなる。」
Ｄ８８０は規格ではｆＴ＝３ＭＨｚだが、上の測定結果では３ＭＨｚではまだ終段ＴＲに電流ゲインがあり、このグラフからは終段ＴｒのｆＴは７ＭＨｚ程度と読みとれる。電流利得の周波数特性からｆｂ≒３００ｋＨｚなので、計算上βo＝２３．３となるのだが、低周波でのＨｆｅは一番上の回路図にある各部電流値から１２５と求められるのでどうも計算がイマイチ合わない。が、これは多分エミッタ抵抗による電流帰還（ＮＦＢ）作用のせいだろう。これによってゲインは減少するが周波数特性は良くなる、というのはエミッタ接地動作では当たり前に見られる現象だ。
いずれ、このアンプにおいては、別途位相補正措置を講じない場合、終段パワートランジスタのベータ遮断周波数が最も低いポール＝第１ポールを形成する、という点に間違いはないだろう。これは上のグラフの各部の電流利得の周波数特性から明らかだ。
今回は、この終段パワートランジスタのベータ遮断周波数を第１ポールとした電池式完全対称型パワーアンプで“広帯域Ｎｏ−１３９（もどき）”を考えるのである。何故か？ それはトランジスタを終段に用いた完全対称型パワーアンプで広帯域化を狙う場合、このベータ遮断周波数が広帯域化の限界ポイントであるからだ。これを第１ポールとする以上の広帯域化は原理的に不可能だ。・・・と思う。（＾＾；
最後にアンプ出力点での電流利得は終段のＰＰ動作により６ｄｂ増加して３０ｄｂ≒３２Ｓである。このアイドリング電流値であるとＢ級動作なので６ｄｂゲインアップはしないはずと思えるのだが、このシミュレーションはそこまで細かくないのかもしれない。
ま、これでこのパワーアンプ全体でのＧＭ＝３２Ｓであるから、負荷Ｒを出力に繋いだ場合のオープンゲインはＡ＝３２×Ｒ（Ω）となるはずだ。
そこで、この状態で８Ω負荷での電圧利得とその位相特性を観る。
電圧利得は３２×８＝２５６＝４８．１６ｄｂになるだろうか。
電圧利得は低域で４８ｄｂと計算どおりである。やはりパワーＴＲのエミッタに入れた抵抗でゲインが下がってしまうのだ。たったの０．２２Ωで３ｄｂもゲインが低下する。その分帰還に回り周波数特性的には良くなる訳だが、それは実はかまぼこの上の方をどんどん削って平らな面を広げているだけで、いわゆるＧＢ積を改善するわけでもないので別に誇れることではない。のだが、昔も今もこれをやって自慢げな人も多い。＜余談（＾＾；
ところで、Ｎｏ−１３９について、このエミッタ抵抗の有無やその銘柄で音が変わると言われるのは、このゲイン・周波数特性の変化も１つの要因となっているのだろう。
さて、その−３ｄｂポイント（位相−４５°）＝第１ポールだが、２５０ｋＨｚ程度となった。これは終段パワーＴＲのベータ遮断周波数によるものである。
問題はＮＦＢを安定に掛けることが可能かどうか、であるが、クローズドゲイン２６ｄｂ設定を想定してオープンゲイン２６ｄｂのポイントを見ると２．５ＭＨｚ付近である。このポイントでの位相遅れの状況が肝要な訳だが、残念ながら−１４０°となっており安全圏の−１２０°以内を超えている。したがって、このままでＮＦＢを掛けると発振する可能性が高い。
したがって位相補正が必要になる訳だが、２段目の例の位置にＣを入れたのでは勿論今回の主旨に合わない。
よって、初段にステップ型の位相補正を入れて、低域のポールを余り下げることなく１ＭＨｚ超辺りの位相遅れをちょっと引き戻して位相余裕を確保する、という手法を採ることになる。
結果第１ポールの−３ｄｂポイントの周波数が１１０ｋＨｚ程度に下がってしまったが、ステップ位相補正の高域側の周波数＝１５９／（０．５６（ｋΩ）×０．０００５１（ｕＦ））＝５５７ｋＨｚ付近からの位相戻り効果も相まって、オープンゲイン２６ｄｂポイントの周波数１．３ＭＨｚにおける位相遅れが−１０５°と、位相余裕がＮＦＢ後も安全な範囲に改善された。
これならクローズドゲイン２６ｄｂで安定に動作するはずだ。オープンゲイン２０ｄｂのポイントでも位相遅れは−１２０°に収まっているので、クローズドゲイン２０ｄｂ設定も可能と思われる。
ＮＦＢを掛けてみよう。
クローズドゲイン２６ｄｂ。帰還後の位相特性は４０ｋＨｚまではフラットである。
十分に安定動作するはずだ。
これで終段パワートランジスタのベータ遮断周波数を第１ポールとした完全対称型パワーアンプが作れそうである。
しかもオープンゲインでのｆｃ＝１１０ｋＨｚと広帯域である。
が、問題はＧＢ積なので、オープンゲイン４８ｄｂでｆｃ＝１１０ｋＨｚといっても余りたいしたことではない。ということもあるし、今更パワートランジスタのエミッタ抵抗を入れるのもなんだかなぁ・・・という気がするのでそのエミッタ抵抗０．２２Ωを取り去ってみた。
結果、ｆｃは１００ｋＨｚに下がった。が、オープンゲインは５１．５ｄｂと上がった。この状態で位相余裕も確保できている。
これで当初の２段目で位相補正した場合と同じゲインが確保され、かつｆｃは３０ｋＨｚ程度高域に上げることができた。
これなら従来の２段目の位相補正により第１ポールを確保する手法に変えて、終段パワートランジスターのベータ遮断周波数で第１ポールを確保するこの方式を試してみる価値もある。
という訳で、我が電池式完全対称型パワーアンプは早速改良されたのだった。
う〜ん、デリシァ〜ス！（＾＾）と、なかなか良さげな音が出た。
のだが、問題もあった。
出力オープンでは発振するのである。
負荷にスピーカー（要するに低い抵抗）を繋ぐと発振は止まるのだが、この場合でも実機では入力に入れているボリュームを動かすとアイドリング電流が増えだして発振しそうになる。こういう症状は発振一歩手前の状態だ。
音はとても良いのだが、これでは実用にはならない。
シミュレーションと実機が完全に一致するはずはない。こういうことは当たり前だ。
実機の方が終段パワーＴｒのｆＴが高いし、Ｈｆｅは小さいのでシミュレーションより周波数特性が良いのだろう、と楽天的（＾＾；に考えて対策を考える。
そこでこの対策だ。
出力にパラに０．１ｕＦ＋１０Ωを入れるである。
結果、高域の利得低下が早くなって位相余裕がさらに改善されたためだろう、入り口のボリュームをどう動かそうとアイドリングが変動するなどという発振直前の不安定さは全くなくなった。
が、−３ｄｂとなる第１ポール、ｆｃも８０ｋＨｚ程度に下がってしまった・・・。これでは何のためにこうしたか分からない（爆）
ま、いいか。（＾＾；
と、落ちが付いてしまったが、さらにいくつかのテーマのシミュレーション。
まず、２段目で位相補正した場合、出力にパラの０．１ｕＦ＋１０Ωがなくても出力オープンで発振しないのは何故か？ 逆に終段ベータ遮断周波数を第１ポールとした場合には何故これが必要なのか？
最初に２段目で位相補正した場合。
出力の８Ωを取り去ってオープンゲインでの電圧利得特性と位相特性を観る。
まさに連星効果！！ といったところだ。
低域でのオープンゲインは９１ｄｂにも達している。
ｆｃも当然１．１ｋＨｚ程度に下がっているが、凄いのはそこからの利得低下が３ＭＨｚまで６ｄｂ／ｏｃｔの直線であることだ。
そして、終段の１００ＫＨｚのポールは完全に隠れ、かえって連星効果の位相戻し効果で位相遅れ−９０°の範囲が１ＭＨｚまで続き、位相遅れ−１２０°のポイントは４ＭＨｚだ。
結果、ゲイン２６ｄｂのポイントでの位相遅れは−１０５°だから、これで安定なのは当たり前だ。
２段目で位相補正した場合は威力絶大な連星効果が働く。故に、出力にパラに０．１ｕＦ＋１０Ωを繋いでおく必要などない、ということなのだ。
では、その２段目の位相補正を止めた場合はどうなるのか。
果たして・・・この場合は第１ポールによるｆｃは７ｋＨｚ程度になるが、このｆｃを形成している要素は何なのか？ は、次に考えることにして、取りあえず電圧利得特性と位相特性からすると、こちらは２段目で位相補正した場合に比して位相の回転が速いことが分かる。
オープンゲイン２６ｄｂのポイントでは位相遅れが−１２０°を超えている。
といっても−１２０°をやや超えた程度だから発振には至らないかも知れない。
が、できればもう少し位相余裕を稼いだ方がよいだろう。
そこで初段のステップ型位相補正。という訳だが、その効果はどうか。
う〜ん、実に上手い！（＾＾）
ステップ高域側が３００ｋＨｚ〜３ＭＨｚでなんとも上手く位相の戻し効果を発揮してくれるものだ。
が、残念なことに、ステップ低域側の位相回転の影響で全体的にやや位相回転が早まってしまったために、位相の戻し効果が働く周波数で既に位相が−１２０°を超えてしまっている。このため、オープンゲイン２６ｄｂポイントでの位相回転は逆に−１４０°と進んでしまった。
これではＮＦＢを掛けると発振する。
実際、我が実機でもこの状態では出力オープンで発振した。
そこでさらに出力に０．１ｕＦ＋１０Ωをパラに入れる訳だが・・・
何と、これがまたステップ型位相補正として利いた・・・ということだろうか。
ｆｃは１．５ｋＨｚに下がってしまったが、このためにオープンゲイン２６ｄｂポイントが１．５ＭＨｚ付近に下がるとともに、１０ｋＨｚ付近から位相戻し効果が現れて高域での位相回転が遅れるために、そのポイントでの位相遅れが−１１５°と安全圏に収まった。
これならＮＦＢ後も安定動作することになる。実際、我が実機でもこの状態で出力オープンでも安定だ。
さて、０．１ｕＦ＋１０Ωを切り離して、今度はこの場合に出力オープン時にｆｃを決定している要素は何か？という問題だが、オープンゲインが９１ｄｂという巨大なものになることによって終段ドライバーのＣｏｂが利いてきた可能性があるような気がする。
そこで、パラメトリック解析でＣ４，Ｃ６を３ｐＦ、８ｐＦ、１８ｐＦ、３８ｐＦ、７８ｐＦと変化させて観てみる。Ｃ１８１５の規格上のＣｏｂ＝２ｐＦと合わせてＣｏｂが、５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦと増えていった場合というイメージだ。
やはり利いていることは間違いなさそうだ。
終段ドライバーのＣｏｂは、終段パワーＴＲ自体の電圧ゲインをＡとしてミラー効果により１＋Ａ倍に拡大される。
問題はＡであるが、これは ３２（Ｓ）×Ｒ（Ω）／６２．５（ｍＳ）×０．３３（ｋΩ）で求められる。３３０Ωは本当は終段ドライバーＴＲの入力インピーダンスがパラで利くので厳密にはもっと低いのだが、これは１５０Ω×ｈｆｅ＋ｈｉｅなので無視して構わない数値だ。ので、無視する。（←おっと、間違った。（１５０Ω／／パワーＴＲのｈｉｅ）×ｈｆｅ＋ｈｉｅ なので無視できる数値ではないですね（＾＾；。でもまぁ→）ここはアバウトで良い。
これで概算すると、
負荷 Ａ ポール（Ｃｏｂ３０ｐＦとして）
４Ω ６．２ ２．６ＭＨｚ
８Ω １２．４ １．３ＭＨｚ
１６Ω ２４．８ ６２３ｋＨｚ
３２Ω ４９．６ ３０２ｋＨｚ
６４Ω ９９．３ １６０ｋＨｚ
３００Ω ４６５．５ ３４．４ｋＨｚ
１２００Ω １８６１．８ ８．６ｋＨｚ
普通のスピーカーを負荷にしている限りはドライブＴＲのＣｏｂによるポールが主役に躍り出てくるということはなさそうだが、負荷が１００Ω程度以上ではドライブＴＲのＣｏｂによるポールが第１ポールの地位に就くことが分かる。
したがって、この状態は利いているというレベルではなくて、ドライブＴＲのＣｏｂがミラー効果で拡大され、これと３３０Ωとで形成される時定数が第１ポールになっているのだ。
この状態は終段上下のパワートランジスタ同士が相互にいわゆるアクティブロードになっている状態だが、以上の計算及びｆｃの状況からして、終段パワートランジスタのそもそもの出力インピーダンスは１ｋΩ超程度ではないか、とこの結果から推測されることになる。
では、それほどにゲインが高まっていれば終段パワートランジスタ自体のＣｏｂも利いてくるのではないだろうか？
パラメトリック解析でＣ５，Ｃ８を１ｐＦ、７０ｐＦ、２１０ｐＦ、４９０ｐＦと変化させて観てみる。
Ｄ８８０の規格上のＣｏｂ＝７０ｐＦと合わせてＣｏｂが、７１ｐＦ、１４０ｐＦ、２８０ｐＦ、５６０ｐＦと増えていった場合というイメージだ。
なるほど。
低域に影響なしということではないが、これは低域にある別の時定数が高域での時定数の変化を連星効果で受けているもので、パワーＴＲのＣｏｂによる時定数が低域に現れたものではない。
終段パワートランジスタのＣｏｂによる時定数はこれが数百ｐＦでもＭＨｚオーダーなのだ。それはドライブインピーダンスが非常に低いからなのであろう。終段パワートランジスターのＣｏｂはあまり気にする必要はない、ということなのだ。
それよりもベータ遮断周波数の方がよほど重大な訳だ。
パワートランジスタのＣｏｂはそれほど神経質になる必要がないことは分かったが、その前には終段ドライバーのＣｏｂの影響は大きいことが分かった。
ま、負荷が普通のスピーカーであれば問題ないようだが、もう一度、パラメトリック解析でＣ４，Ｃ６を３ｐＦ、８ｐＦ、１８ｐＦ、３８ｐＦ、７８ｐＦと変化させて観てみよう。
勿論、Ｃ１８１５の規格上のＣｏｂ＝２ｐＦと合わせてＣｏｂが、５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦと増えていった場合というイメージだ。
負荷は８Ωである。
やはり、負荷に８Ωが繋がった実働状態では、オープンゲインが低域で５２ｄｂ程度と大幅に低下することもあって、ドライバーのＣｏｂによる時定数はＭｈｚ以上の高域に移動し、その低域への影響は微少なものだ。第１ポールのパワートランジスタのベータ遮断周波数によるポールに高域から連星効果としての影響を与えているだけである、ということが分かる。
ドライバーＴＲのＣｏｂも神経質になる必要はないのだ。
が、我が“電池式完全対称型パワーアンプ”は、実は“ヘッドフォンも鳴る”というぐらいでヘッドフォン接続も予定しているのである。それもインピーダンス３００Ωなどという外国産ヘッドフォンを繋いだりするのである。
となると、ドライバーＴＲのＣｏｂによるポールが地上に降りて来そうだ。
最後に、アンプ最終状態で出力に繋がる負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、そして３００Ωと変化させてその場合の電圧利得、位相の特性変化を観ておきたい。
位相特性は上から４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、３００Ωの場合である。電圧利得特性は逆に上から３００Ω、３２Ω、１６Ω、８Ω、４Ωの場合だ。
電圧利得は負荷抵抗に比例して６ｄｂステップで増加する。
４Ωから３２Ωまでは、終段ドライバーのＣｏｂによるポールは、パワートランジスタのベータ遮断周波数による第１ポールより高域に位置しているはずである。
が、負荷３００Ωではｆｃが２０数ｋＨｚとなっており、この場合はもうドライバーのＣｏｂによるポールが終段のベータ遮断周波数によるポールの位置を超えて低域側に移動して第１ポールの地位に就いている、ということになる。
いずれの場合においても連星効果が働いて、まるでワンポールしか存在していないような特性図だ。が、電圧利得特性図が高域まで平行を保ちながら減衰していく、というところはまさに連星効果である。
これで、我が電池式完全対称型パワーアンプにあっては、スピーカーで聴く場合とヘッドフォンで聴く場合ではメインポールが交代してしまう、ということになるのだが、はたして音も微妙に違うものになっているのだろうか？
確かに、スピーカーで聴くときは終段Ｄ１８８の音がし、ヘッドフォンで聴くときにはドライバーＣ９６０の音がする・・・？（＾＾；＜駄耳
（おまけの未来予想図）
オープンゲイン５１．５ｄｂではｆｏ＝８０ｋＨｚでもやはり物足りない・・・。という不満に勝てなくなったときにはこうしよう。
パワートランジスタのベータ遮断周波数による第１ポールをやや引き上げるためにエミッタ抵抗０．２２Ωを入れる。
これによるオープンゲインの低下を埋め、さらにゲインアップを図るために初段にｇｍの大きいＫ１１７を起用する。
初段の電流値を変えたり、初段の負荷抵抗値を変えたりすると、実機では温度補償の設定まで計算し直して変更しなければならなくなるので、他は変更しない。
が、これだけの変更で高電圧を初段に掛ける必要もなく、２電源のままで、よりハイゲイン・ワイドレンジな電池式完全対称型パワーアンプになるだろう。
ｆｏ＝８０ｋＨｚのままで良いのであればエミッタ抵抗０．２２Ωは入れなくて良い。その場合はオープンゲインをさらに余計に稼げるはずだ。
オープンゲイン５７．５ｄｂ、第１ポールｆｃ＝９０ｋＨｚが得られる。
十分ではないか。
２段目のゲインを生かしたこと、これがこの構成でこの結果を可能にしたのである。
で、未来はいつか？
う〜ん、以上は結局シミュレーションでしかないし、現実にそうなるかどうかを確かめるすべを持っていないし・・・
ま、気分次第ですかね（＾＾；
（２００３年２月９日）
